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中文摘要：本次设计的反激电路指标为输入36V-60V，输出为12V/4A,为了提

高效率将其设计为电流连续，并且在设计的时候充分考虑各种器件对损耗的影响，在画PCB的时候主电路和控制电路也进行合理的布局，经过合适的取值和对PI环节的改进，将反激满载的时候效率提高到了%左右。因对RCD采用新的算法，也是DS电压峰值有将近50%的下降。

1. 方案论证

1.1 原理图

本文以UC3842为核心控制部件，设计一款DC36V~60V输入，DC12V/4A电流连续的单端反激式开关稳压电源。开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。其电路原理图如图1所示。

图1电路原理图

1.2 简要介绍其工作原理

本电路有三部分组成：主电路，控制电路和保护电路。其中主电路采用的是单端反激式电路，它是升降压变换器的推演并加隔离变压器而得。此电路的优

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点是：电路简单，能高效提供直流输出，且它是所有电路拓扑中输入电压范围最宽的。这对于输入环境恶劣发热负载时比较好的。它的缺点是：输出纹波较大，但这可以通过在输出端增加一级LC滤波器来减小纹波。这种电路通常适合应用在输出功率在250W以下，电压和负载的调整率在5%~8%左右的电路中。

控制电路是开关电源的核心部分，控制的好坏直接影响电路的整体性能，在这个电路中采用的是以UC3842为核心的峰值电流型双闭环控制模式。即在输出电压闭环的控制系统中增加直接或间接的电流反馈控制。电流模式控制可以使系统的稳定性增强，稳定域扩大，改善系统的动态性能，消除了输出电压中由输入电压引入的低频纹波。

保护电路是开关电源中必不可少的补充，在这个电路中引入了输入过流保护、输出过流保护、输出过压保护、过热保护等。其中输入过流保护是通过在原边引入取样电阻R14，接到UC3842的3脚，当R7上的电压超过1V，会关断PWM的输出从而起到保护作用，输出过压保护是通过输出电压分压后送到误差放大器的反相端，和电压基准比较从而来控制R13的电压，来控制UC3842的输出占空比，达到输出电压稳压的作用。C6用来滤除芯片反馈网络调节误差比较器的输出端（1脚）的高频迭加信号。R3为开关管的驱动电阻，一般在10～100Ω取值，本电路取15Ω。R3越大，开关管导通越慢,开关管上的损耗也越大。 R4取10kΩ左右，主要是防止MOS管栅极悬空。C10、R14起对三端稳压管TL431 内部放大器进行相位补偿的作用。C7、R6 R15是UC3842误差放大器的补偿网络。

当系统输入电压时，电路先由启动电阻R2（43kΩ）提供启动电流后，由自馈线圈、二极管FR107、C5构成辅助电源, ,使UC3842的7脚电压达到16V时，使UC3842 启动并有输出, 使MOS 开关管导通, 能量存贮在变压器T 1中.此时,由于二次侧各路整流二极管反向偏置,故能量不能传到T 1 的二次侧, T 1 的一次侧电流通过电阻R14 检测并与UC3842 内部提供的1V 基准电压进行比较, 当达到这一电平时,开关管关断, 所有变压器的绕组极性反向, 输出整流二极管正向偏置, 存贮在T 1 中的能量传输到输出电容器中。启动结束后, 反馈线圈的电压整流后经取样电阻分压回送到误差放大器的反向端(脚2) 和UC3842 内部的2.5V基准电压作比较来调整驱动脉冲宽度, 从而改变输出电压以实现对输出的控制。这样, 能量周而复始地存贮释放, 给输出端提供电压。

2. 电路设计与参数计算

2.1 确定设计反激式变压器有关参数

输入直流电压Vin：36V-60V

纹波与与电流峰值比K：0.4

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输出电压Vo：12V 输出电流：I：4A 二极管电压Vd：0.4V

允许的交流磁通密度B：0.08T 占空比D：0.45

电流密度Jc：8×106A/m2 环境温度T：25℃ 允许温升T：35℃

空气磁导率μ0：4π×10-7 H/m （1）计算总输出功率Po

P0（V0Vd）*I0（120.5）*450W

（2）计算原边平均直流电流Iin

Iinp0501.63A *Vin0.85*36

（3）原边线圈电流峰值Ipk

Iin1.63Ipk4.53A

Kpk0.4)*0.45（1）*D(122

（4）计算原边线圈电流均方根Iprms

IprmsIpk*D*(k2/3K1)4.53*0.45*(0.42/30.41)2.46A

（5）计算原边电感Lp

 rpI(1-)fpkrp2500.5*0.150.85* 

0.854.532*0.4*0.8*100*1032K3

LpPoKZ(1-) =82.86uH

其中Z=0.5。Z为副边线圈损耗与总损耗的比值，如果Z=1，所有的损耗都产生在副边线圈上；如果Z=0，则所有的损耗都产生在原边线圈上；一般情况下Z=0.5。 （6）计算磁芯面积乘积AP

2I APIKLprmspkrpp1012mm4

JK(2B)cuac2*2.46*4.53*0.4*82.86*10612= *104400*10*0.4*0.16=2886mm4

EI28 根据AP值从磁芯数据库中选择合适的磁芯，选取的磁芯型号为：

（7）计算原边线圈匝数Np

VDinNpfA(2B)

eac36*0.45 100*103*.5*106*0.16

=11.3

取Np=12匝

（8）计算副边线圈匝数Ns

N(VV)(1-D)podN sDVin12*12.5*0.55 

0.45*36 =5.09

取Ns=5匝

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（9）计算气隙长度lgap

IgpU0N2Ae0.3mm

Lp

（10）计算原边线圈导线所需的截面积Awp

AwpIprms2.460.3075mm2 Jc8选择线径为0.mm的导线，其截面积为wireA=0.3215mm2 ， 故Snp1

（13）计算副边线圈电流峰值Ispk

IspkIpk*NpNs4.53*12/510.872A

（14）计算副边线圈电流均方根Isrms

IsrmsIspk*（1D）*(k2/3K1)10.872*0.55*(0.42/30.41)6.517A

（15）计算副边线圈导线所需的截面积Aws

AwsIprmsJc6.5171.63mm2 8

副边线圈采用八根导线并绕即Sns=5根，实际采用3根就足够了。

（16）辅助绕组

因输出12V，故去其5匝，即可对芯片进行12V的供电

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2.2 元器件选择

2.2.1开关管选择

因为开关管的工作频率为100kHz,故选择MOSFET作为开关管，选择管子的漏极电压应满足：

'UDS(min)UoN1Ui(max)N2

Ui(max)60Vdc

'故UDS(min)UoN112 UI(max)126088.8V（忽略漏感引起的尖峰）N25取200V 选取IRF0

2.2.2 输出二极管选择

在其电流还未连续时，其反向耐压

VR(min)Vout(Vin(max)N25)12V60V37V N112IF(min)Isk10.872A

为了充分提高效率，选择正向压降为0.4V的肖特基32CTQ030

2.2.3 反激钳位电路

由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。

由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。

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对图3(c)工作方式，峰值电压太大，现考虑降低Vcmax。Vcmax只有最小值，必须大于副边反射电压

NpVo,可做线性化处理来设定Vcmax，如图4NsNpVoton所示，由几何关系得 NsDmax

VcmaxTNpVo （1）

NsDmaxNpVo需满足 为保证S1开通时，C上电压刚好放到Ns则Vcmax Vcmaxe(1Dmax)TRCNpVo （2） Ns 将(1)式代入(2)式可得

RCT(D-1)LnmDmaxa x （3） 对整个周期RC放电过程分析，有

Vcmaxe根据能量关系有

TRCVcmin （4）

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1212IpkLkC(Vc2maxVcimn) （5） 22式中：Ipk／Lk释能给C的电流峰值将式(1)和式(4)代人式(5)，得

CI2pkLkV2cmax（1e2LnDmax1Dmax （6）

）RT(Dmax-1)LnDmax （7）

C电阻功率选取依据

Pk1LkIpkfs （8） 2故取值如下：R=439欧姆/2W，实际取值430欧姆 C=10nf，二极管用肖特基32CTQ030

2.2.3 输出滤波电容的选型

输出滤波电容的值可以用下式确定。

Cout(min)Iout(max)(1Dmin)fsVripple(pkpk)

式中

Iout(max)——输出端的电流的最大值，单位为A;

Dmin——在高输入电压和轻载下所估计的最小占空比（因估计值为0.3是比较合适的，故下面计算时采用0.3）；

Vripple(pkpk)——期望输出电压纹波峰峰值，单位为V。

将相应的数值代入上式得

Cout(min)Iout(max)（1Dmin）3555F,实际选用3个1000uF/16V并联

fsVripple(pkpk)

2.2.4 反馈回路设计

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反馈电路采用精密稳压源TL431和线性光耦PC817。利用TL43l可调式精密稳压器构成误差电压放大器，再通过线性光耦对输出进行精确的调整。

当输出电压升高时，取样电压VR9也随之升高，设定电压大于基准电压(TL431的基准电压为2.5V)，使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压Vo下降，最后Vo趋于稳定；反之，输出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内的驱动三极管的输出电压升高，最终使得UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。

图3 电压反馈电路图

反馈电路参数确定如下：确定电阻R7, R8 阻值，由图3知

R7IfUf(IkaIf)R8

式中，Uf为光耦二极管的正向压降,典型值取1. 2 V；If为二极管正向电流,取3 mA；

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Ika 为TL431阴极工作电流,取20 mA。为满足上式，可取R7= 470Ω，R8= 154Ω；实取：R7=470Ω，R8= 150Ω。

差检测由分压电阻R6、R9完成，参数值计算如下：

R6Vo(1)VrefR9

式中，Uref为TL431参考端电压，取2. 5 V；Uo为输出端电压,取12 V。为满足上式，可取R9= 10kΩ，R6为50kΩ的电位器，以方便输出电压可调。

3测试结果与分析

3.1测试主要仪器

a、TDS2012B数字示波器

b、VC9804A+数字万用表 c、YD1732A 3A直流稳压电源 3.2测试数据

输出电负载标 电源输入值输入 压测量定电流 （Un=36~60VDC） 电流（A） 值 （A） （V） 36 1.59 11.975 滿载 48 1.16 11.975 4A 60 0.94 11.975 带载 1.5A 临界 连续

36 48 60 36 48 60 0.57 0.45 0.37 0.27 0.26 0.25 12.001 12.001 12.001 12.010 12.008 12.007 负载电效率百分流测量值 值（A） 4.12 4.14 4.14 1.50 1.51 1.50 0. 0.81 0.94 86.19 .04 87.90 87.73 83.90 81.63 79.08 77.94 75.24 纹波测量纹波系值（mV） 数（%） 160 140 160 85 76 70 43 50 56 1.33 1.17 1.33 0.71 0.63 0.58 0.36 0.42 0.47 3.3测试波形

3.3.1 纹波波形 （只取输入为48V的波形）

满载条件（4A）下的波形

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带载条件（1.5A）下的波形

临界连续下的波形

3.3.2 开关管及DS波形 （只取输入为48V的波形）

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满载条件（4A）下的波形

带载条件（1.5A）下的波形

临界连续下的波形

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3.3改进措施

3.3.1 本次试验的体会

为降低DS波峰,RCD的二极管采用了肖特基.而且经过上面的算法,确实有效的降低了DS峰值.

为提高效率,不仅挑选了实验室里面正向压降仅为0.4v的肖特基，而且布板的时候特意将主电路和控制电路分开，而且电源线和地线等尽量平行等布线注意点，也有效的降低了干扰产生的各种问题，可靠性提高的同时也使效率得以提高。最后经尝试，发现PI环节采用RC串联，再并联一个大电阻可以使轻载的波形稳定，提高轻载效率。

试验最好先单独调试，且对芯片的供电要限流以防芯片烧坏。调节PI环节可以外接一个自己设计的既可串联也可并联的小电路，通过调整变阻器和电容方便的调试以节约时间。

控制芯片不能先于主电路上电，否则输出占空比很大会导致输入电压加不上去，类似短路的情况。

功率电路内，不仅开关管容易发烫，二极管也经常有大电流流过，设计初期就要注意散热的设计问题。 3.3.2 待改进的措施

为提高效率，除了将变压器绕制得更紧密以外，还可以采用更好的器件，特别是肖特基二极管可以用碳化硅二极管来替代。同时也可以进一步调整补偿环节，是电路处于更好的工作状态。

为降纹波，可以采用低ESR的电容，或在空间允许的情况下，并联多个电容。

4.参考文献 附录：PCB图

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