5 软件无线电的硬件实现-射频电路设计1

第五章 软件无线电的硬件实现－射频电路设计1

软件无线电是建立在一个通用的硬件平台之上的，这个通用平台具有模块化、开放性、可扩展性等特点。软件无线电的硬件平台主要由一下几个部分组成：模拟射频前端、宽带A/D和D/A、数字上下变频器、高速数字信号处理等。

5．1射频前端各模块的性能指标

图5.1是射频前端收发电路。从图中可以看出一个典型的射频电路分为发射和接收两个部分。每个部分包括以下几个模块：开关（功率分配器）、低噪声放大器(LNA)、混频器(MIXER：降频器和升频器)、射频滤波器和本地振荡器，功率放大器(PA)、中频滤波器和中频放大器。

LNA天线 降频器IF滤波器IF放大器 射频接收滤波器LO本地振荡功率分配器器基带部分RF滤波器 RF功率放大器 升频器 IF放大器 图5.1是射频发射与接收电路

在发送信号时，从基带模块送出的模拟信号，经中频放大、混频器中的升频器、功率放大器(PA)，然后再通过天线发送出去。通过天线接收进来的射频信号经滤波和低噪声放大器(LNA)放大后，与本地振荡器所产生的本地振荡信号经混频器混频(这里是降频器)，产生固定的中频信号IF，然后，经放大后送到基带部分。

典型的射频收发设备除了功耗、速度、成品率等性能要求外，还要面对噪声、线性范围、增益等指标。

分析整个射频通信机，最重要的器件就是放大器，混频器和振荡器。下面详细分析各射频电路模块的性能指标。

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5.1.1放大器

由图5.1可以看出，射频通信电路中的放大器包括接收机的低噪声小信号放大器和发射机的射频功率放大器。

低噪声放大器(1ow-noise amplifier，简称LNA)是射频接收机前端的主要部分。它主要有四个特点：

首先，它位于接收机的最前端，这就要求它的噪声越小越好。为了抑制后面各级噪声对系统的影响，还要求有一定的增益，但为了不使后面的混频器过载，产生非线性失真，它的增益又不宜过大。

其次，它所接收的信号是很微弱的，所以低噪声放大器必定是一个小信号线性放大器，而且由于受传输路径的影响，信号的强弱又是变化的，在接收信号的同时又可能伴随许多强干扰信号混入，因此要求放大器有足够大的线性范围，而且增益最好是可调节的。

第三，低噪声放大器一般通过传输线直接和天线或天线滤波器相连，放大器的输入端必须和它们很好的匹配，以达到功率最大传输或最小的噪声系数，并能保证滤波器的性能。

第四，应具有一定的选频功能，抑制带外和镜象频率干扰，因此它一般是频带放大器。

放大器中的晶体管有两种描述方法:

一、是物理等效电路模型，模型中的参数都有一定的物理意义，这种等效电路适用的频率范围较宽。目前的射频集成电路工艺包括双极(bipolar)、GaAs和CMOS工艺。工作频率最高的是GaAs器件，GaAs是一种化合半导体材料，性能稳定、工艺成熟，它的最高频率达到50～100GHz，在超高速微电子学和光电子学中占据了重要地位，近几年来特别在超高速、低噪声方面发展极快。

二、是用网络参数表示的网络模型，在射频段最合适的参数是S参数，这是一组特定频率下的线性参数。S参数也称散射参数，暗示为事物分散为不同的分量，散射参数即描述其分散的程度和分量的大小。在电子系统中，它有两个分量：入射波和反射波，因此S参数是基于入射波和反射波之间关系的参数。S参数在射频段很容易测量，特别适合用于微波段的系统分析。

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5.1.1.1 低噪声放大器

低噪声放大器的主要指标是：低的噪声系数(NF)、足够的线性范围(IIP3)、合适的增益(gain)、输入输出阻抗的匹配(VSWR)、输入输出间良好的隔离。对于移动通信还有一个很重要的指标是低电源和低功耗，原因是移动通信中，接收机处于等待状态时，射频前端电路一直是工作的，因此低功耗是十分重要的。下面分析影响这些指标的因素，特别要强调的是，所有这些指标都是互相牵连的，甚至是矛盾的。它们不仅取决于电路的结构，对集成电路来说，还取决于工艺技术。在设计中如何采用折衷的原则，兼顾各项指标，是很重要的。 1、低功耗

LNA是小信号放大器，必须给它设置一个静态偏置。而降低功耗的根本办法是采用低电源电压、低偏置电流，但伴随的结果是晶体管的跨导减小，从而引起晶体管及放大器的一系列指标的变化。 2、工作频率

放大器所能允许的工作频率与晶体管的特征频率fT有关。减小偏置电流的结果使晶体管的特征频率降低。在集成电路中，增大晶体管的面积使极间电容增加也降低了特征频率。 3、噪声系数

1）放大器的噪声系数与工作点有关。 2）晶体管放大器的噪声与基区体电阻有关。 4、增益

低噪声放大器的增益要适中，过大会使下级混频器的输入太大，产生失真。但为了抑制后面各级的噪声对系统的影响，其增益又不能太小。放大器的增益首先与管子跨导有关，跨导直接由工作点的电流决定。其次放大器的增益还与负载有关。 5、增益控制

低噪声放大器的增益最好是可控制的。在通信电路中，控制增益的方法一般有以下几种：改变放大器的工作点，改变放大器的负反馈量，改变放大器谐振回路的Q值等。

6、输入阻抗匹配

低噪声放大器与其信号源的匹配是很重要的。放大器与源的匹配有两种方式：一

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是以获得噪声系数最小为目的的噪声匹配，二是以获得最大功率传输和最小反射损耗为目的的共轭匹配。一般来说，现在绝大多数的LNA均采用后一种匹配方法，这样可以避免不匹配而引起LNA向天线的能量反射，同时，力求两种匹配接近。

匹配网络可以用纯电阻网络，也可以用电抗网络。电阻匹配网络适合于宽带放大，但它们要消耗功率，并增加噪声。采用无损耗的电抗匹配网络不会增加噪声，但只适合窄带放大。另外还有线性范围、隔离度和稳定度。

低噪声放大器的设计无论采用Bipolar, Bi-COMS或GaAsFET工艺技术设计，其电路结构都是差不多的，都是由晶体管、偏置、输入匹配和负载低法部分组成。 5.1.1.2 射频功率放大器

射频功率放大器用于发射机的末级，它将已调制的频带信号放大到所需要的功率值，送到天线中发射，保证在一定区域内的接收机可以收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。

衡量射频功率放大器的性能指标值如下： 1、功率

功率根据用途而定，移动通信的袖珍机功率一般为0.3w~0.6w，基站一般10~100w。 2、效率

功率放大器的效率有两种定义方法。一种称为集电极效率c，它是输出功率Pout与电源功给功率Pdc之比，即cPout，这种定义没有考虑放大器的功率增益。另一种Pdc称为功率增加效率(PAE)，它是输出功率Pout与输入功率Pin的差与电源供给功率Pdc之比

PAEPAEPoutPin1(1)c PdcAP功率增加效率PAE的定义中包含了功率增益的因素，当有比较大的功率增益时，

Pout>>Pin,此时有cPAE。如何保证高的效率和大的功率，是高频功率放大器设计的核心

3、杂散输出与噪声

收发信机的接收和发射设备一般都是通过天线双工器共用一付天线的。如果收和

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发采用不同频带的工作方式，那么发射机功率放大器频带外的杂散输出或噪声，若位于接收机频带内，就会由于天线双工器的隔离性能不好而被耦合到接收机前端的低噪声放大器输入端，形成干扰，或者也会对其他相邻信道形成干扰。因此必须功率放大器的带外寄生输出，而且要求发射机的热噪声的功率谱密度在相应的接收频带处要小于-130dm/Hz，这样对接收机的影响基本上可以忽略。 4 、线性

高频功率放大器按工作状态分为线性放大与非线性放大两种，非线性放大器有较高的效率，而线性放大器的最高效率也只有50%。因此从高效率的角度来看应采用非线性放大器。但是非线性放大器在放大输入信号的同时会产生一系列有害影响。从频谱的角度看，由于非续性的作用，输出会产生新的频率分量，它干扰了有用信号并使被放大的信号频谱发生变化，频带展宽。从时域的角度看对于波形为非恒定包络的已调信号，由于非线性放大养的增益与信号幅度有关，则使输出信号的包络发生了变化，引起波形失真，同时频谱也变化，引起频谱再生现象。

非线性放大器的所有这些影响对移动通信来说都是至关重要的。因为为了有效地利用频率资源和避免对邻道的干扰，一般都将基带信号通过相应滤波器形成特定波形，以它的频带宽度，从而调制后的频带信号的频谱宽度。但这样产生的已调信号的包络往往是非恒定的，因此非线性放大器的频谱再生作用使发射机的这些性能指标变坏。 5.1.2混频器

混频器是通信机的重要组成部件。在发射机中一般用上混频，它将已调制的中频信号搬移到射频段。接收机一般为下混频，它将接收到的射频信号搬移到中频上。接收机的混频器位于LNA之后，将LNA输出的射频信号通过与本振信号相乘变换为中频信号。混频器的主要性能指标如表5.1

表5.1 混频器主要性能指标举例

增益 NF IIP3 输入阻抗 口间隔离

10dB 12dB +5dBm 50Ω 10~20dB 13

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下面分别说明各参数的意义： 1、增益

混频器的增益为频率变换增益，定义为输出中频信号的大小与输入射频信号大小之比。电压增益Av和功率增益Gp分别定义为 AVVIF （5.1） Vin GPPIN （5.2） Pin当混频器的射频口通过抑制镜像频率的滤波器与LNA相连时，为了保证滤波器的性能，混频器射频口的输入阻抗必须和此滤波器的输出阻抗相匹配，滤波器的输出阻抗一般是50Ω。同样，混频器的中频口也应和中频滤波器匹配，低于100MHz的中频滤波器的阻抗一般都大于50Ω。例如声表面波滤波器为200Ω，中频陶瓷滤波器是330Ω，晶体滤波器是1kΩ。由于两个口的阻抗不同，功率增益和电压增益的关系是

2PIFVIF/RL2RS GP （5.3） 2AVPinVRF/RSRL如果以dB表示，则功率增益和电压增益的分贝数值就不同。在计算整机的指标(如噪声系数、线性范围等)时应注意这一点。

混频器可以分为有源混频器和无源混频器两种，它们的区别就在于是否有功率增益，无源混频器的增益小于1，称为混频损耗。无源混频器常用二极管和工作在可变电阻区的场效应管构成。有源混频器的增益大于l，它由场效应管和双极型晶体管构成。无源混频器的线性范围大，速度快，而有源混频器由于增益大于1，因此，可以降低混频以后各级噪声对接收机总噪声的影响。 2、噪声

混频器紧跟LNA后面，属于接收机的前端电路，它的噪声性能对接收机的影响很大。混频器对射频而言是线性网络，可以按线性网络的计算公式来计算它的噪声系数，只不过将计算公式中的增益改为混频器的频率变换增益。

混频器的噪声有两种定义和测量方法，即双边(DSB)和单边(SSB)噪声系数。对于超外差式接收机，射频(RF)信号位于本振(LO)信号的一侧，经过混频后，混频器不仅

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将有用信号频带内的噪声搬到了中频，并且还将位于镜像频带内的噪声也搬到了中频，此时，测得的混频器的噪声系数称为混频器的单边噪声系数(SSB)。

对于零中频方案的接收机，由于射频频率和本振频率相等，若射频为已调信号，它的频谱位于载频两边，则经过混频后，它仅将信号频带内的噪声搬到了零中频的频带内(因为此时无镜频)。很明显，此时如果假设混频器是无噪的，则经过混频后输出输入的信噪比没有变化。对于这种信号频谱位于本振两侧的情况，测得混频器的噪声系数称为混频器的双边噪声系数(DSB)。在测量时如果仪器输出的噪声系数是双边的，只要加上3dB就是单边噪声系数。 3、线性范围

混频器对输入RF小信号而言是线性网络，其输出中频信号与输入射频信号的幅度成正比。但是当输入信号幅度逐渐增大时，与线性放大器一样，也存在着非线性失真问题。与放大器一样，也可以用下列质量指标衡量它的线性性能。 1） 1dB压降点 2） 三阶互调节点 3） 线性动态范围 4、失真

混频功能是靠器件的非线性完成两信号的相乘来实现的。由于器件非线性特性的高次方项，使本振与输入信号除产生有用中频分量外还会产生很多组合频率，当某些组合频率落到中频带宽内，就形成了对有用中频信号的干扰。因此混频器的失真主要表现在组合频率干扰上，这些失真一般分为以下几种： 1） 干扰哨声 2） 寄生通道干扰 3） 互调失真 5、阻抗匹配

对混频器三个口的阻抗要求主要有两点。一是匹配。混频器RF及IF口的匹配可以保证与各口相接的滤波器正常工作。LO口的匹配可以有效的向本地振荡器汲取功率。但对FET管，由于栅极的输入阻抗很高，匹配往往是很难做到的。二是每个口对另外两口的信号，力求短路。这样可以减少各口之间的干扰。

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5.1.3振荡器

制作振荡器的有源器件可以用固态器件和电真空器件。固态器件与真空器件相比具有体积小，制作方便，耗能小，工作稳定及成本低等特点，因此人们广泛使用固态源。在使用的固态器件中，固态三端器件与固态二端器件相比具有效率高、噪声低、频带宽及易于集成等优势。所以固态振荡器己逐渐向三端器件发展。

振荡器的主要技术指标是振荡器性能质量的标志，是设计研制、质检考核、选择使用的依据。振荡器的主要技术指标如下[6]： 1、工作频率范围

指满足各项指标要求的机械调谐或电调谐频率范围，用起止频率表示，单位为MHz或GHz。也可用f0+% f0表示。 2、射频输出功率

指给定条件下射频输出功率的大小，以mW或W计，或用dBm表示（1mW时为0dB）。若考虑随频率的变化或随温度的变化时，则用功率起伏表示，常以±dB表示出功率稳定性。 3、长期频率稳定度

指振荡器件的老化和元件参数慢变化引起的频率漂移（一般按年、月、日计）以及环境条件改变（如温度、压力、电源电压等）引起的频率慢变化（一般以时、日、月、年计），常用一定时间内频率的相对变化Δf/f表示。 4、调谐特性

分为模拟调谐与数字调谐。模拟调谐包括：

1) 调谐电压范围。指对应电调带宽起止，用伏特（V）表示。

2) 调谐（或调制）灵敏度。有最大、最小或平均调谐灵敏度之分。对变容管调

谐，以MHz/V表示；对YIG调谐，用MHz/mA表示。电压调谐灵敏度也称作压控灵敏度或压控斜率。

3) 调谐线性度。指偏离理想的线性调谐直线的最大调谐频偏与总的调谐带宽之

比，用百分比表示。此外调谐线性度还有用最大调谐频偏与最小调谐频偏之比或百分数表示法。 数字调谐包括： 1) 每字比特数

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2) 每比特TTL负载量 3) 数字最大调谐率

4) 数字调谐灵敏度（MHz/比特） 5、调谐时间。

指电压调谐振荡器由输出频率初值调谐到指定频率范围终值所需的时间。 6、调后漂移（Post Tuning Drif或PTD）。

定义为振荡器预置到频带内某一频率，经过一指定时间后引起的输出频率漂移最大值。

7、频率牵引系数。

说明振荡器负载变化（由匹配到指定的失配）引起输出频率变化的敏感程度。用% f0或MHz·驻波比ρ表示。 8、推频系数。

用以说明振荡器输出频率随电源电压变化的敏感程度。用MHz/V或% f0/V表示。 9、谐波电平。

指出与输出频率相干的领近基波的谐波或分谐波含量与载波电平(c)之比，以-dBc表示。

10、杂散电平或寄生频率分量。

指与输出频率不相干的无用频率含量与载波电平之比。用-dBcmin或用-dBm表示。 11、电源要求。

指直流工作电压±V，电流mAmax，及电源纹波大小，以多少Hz上<μV或12、工作温度范围及其他要求。

振荡器被称为各种无线通信系统的心脏，是雷达、电子对抗、通信和测试等无线通信系统广泛应用的重要部件。高稳定度的微波振荡源可以提高超外差接收机的信噪比和灵敏度；对射频通信系统而言，则可以提高通信质量，充分利用电磁频谱资源；在仪表测量中微波振荡源的好坏直接影响到测量的精度和稳定度。

就是因为以上原因，本课题着重研究振荡器的原理，并设计了两个分别工作在1.8GHz~2GHz和800MHz~900MHz的压控振荡器。下面主要介绍一下振荡器的原理与设计方法。

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5.2振荡器的原理

振荡器在现代各种电子系统中，几乎是必不可少的重要部件。它主要用作各种中小功率调制载波信号源、收发信机中的本机振荡源和激励器、以及测量系统中的基本信号源。由于它的性能直接影响到整个系统的质量，因此，设计优质的振荡源是电子技术领域中的一个永恒的课题。 5.2.1振荡器的分类

振荡器分类方法很多，这里分别从工作频段和带宽、器件类型、电路结构形式、调谐方式、稳频方式来对其进行分类。 1、工作频段和带宽来划分

按照振荡器工作的频段和带宽可划分为P、L、S、C、X、Ku、Ka、W波段的振荡器。根据振荡器工作带宽又可分为宽带与窄带的形式。 2、根据器件类型划分 1）双极晶体管振荡器； 2）场效应管振荡器；

3）微波二极管（体效应管、雪崩管等）振荡器。

微波二极管是单结器件，由它构成的振荡器又称单端口振荡器。双极晶体管(BJT)和场效应管(FET)都是双结器件，由它们构成的振荡器称作双端口振荡器或微波晶体管振荡器。 3、按照电路形式分 1）同轴腔振荡器； 2）波导腔振荡器；

3）微波集成（或混合集成）振荡器（含微带、鳍线）； 4）微波单片振荡器（MMIC OSC.）。 4、按振荡器调谐方式分 1）机械调谐振荡器； 2）偏置调谐振荡器； 3）变容管调谐振荡器； 4）YIG调谐振荡器； 5）数字调谐振荡器；

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6）光调谐振荡器。 5、按稳频方式分

按稳频方式可分为稳频振荡器与一般振荡器，而稳频振荡器有以下几种形式 1）晶体稳频源。即晶振激励的倍频微波源；

2）高Q腔稳频源，又分为同轴腔、波导腔、介质谐振器稳频源；

3）锁相稳频源，又可细分为注入锁相稳频源、环路锁相稳频源、取样锁相稳频源谐波混频锁相稳频源等。

其它还可根据功率大小、相位噪声高低等性能来划分振荡源。实际中常常是综合上述诸性能来分类，以比较全面反映微波固态源的特性。 5.2.2双端口负阻振荡器的分析 1、用S参数分析法

根据前述内容我们知道，无论是微波双极晶体管或场效应晶体管，都可以视为一个两端口网络，在适当端接下，均可以构成振荡器。双端口振荡器负阻的形成可以通过器件内部基建电容的正反馈，外部电路的正反馈或内外电路相结合的反馈网络，但要求反馈的相位和幅度适当，才能产生稳定的振荡。因此，从反馈角度考虑，双端口振荡器又称为反馈振荡器。换句话说，无论用正反馈概念或负阻概念分析微波晶体管振荡器，其本质都是相同的，只是负阻分析方法更渐变而已。

从设计角度看，双端口振荡器的设计和放大器的设计很相似。它们都是以测试指定频率和指定偏置下的器件S参数为基础，且负载和匹配网络几乎没有什么差别。所不同的仅仅是放大器工作于负反馈状态，一般S11、S22都小于1，稳定系数大于1，所以便于用一般的史密斯圆图或计算机辅助设计，属于线性电路设计范畴。而振荡器工作于强非线性状态。不能简单的用小信号S参数分析。为使窄带情况下振荡器工作于最佳工作状态，即输出振荡功率最大、最平坦，必须借助计算机优化设计输入电路、反馈电路及匹配网络参数，以期获得最大负阻特性。 2、起振条件

一个双端口负阻振荡器示于图5.2。它包含晶体三极管、谐振网络和输出网络。晶体三极管的散射矩阵[S]用S11、S12、S21、S22表示。设两个端口上连接的传输线特性阻抗都为Z0,线长都为零。

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图5.2 双端口振荡器原理图

设输入阻抗为Zin=Rin+jXin，输入端反射系数为Γin，向谐振网络看进去的阻抗为Zg=Rin+jXin,相应的反射系数为Γg。在图5.2中同时示出了晶体管的输出阻抗Zout、输出端反射系数Γ

out、负载阻抗

ZL及负载反射系数ΓL。设双端口网络的入射波为a1、

a2，反射波为b1、b2。

双口网络的散射参数定义为

b1=S11a1+S12a2 (5.4)

b2=S21a1+S22a2 (5.5)

由此可以求出双口网络的反射系数。利用上两式和ΓL= a2/ b2的关系可得到

(5.6)

同样，利用式（5.4）、（5.5）和Γg = a1/ b1的关系可得到

(5.7)

如前述振荡器和放大器设计很相似，不同之处在于振荡器工作于反馈状态，而放大器工作在负反馈状态，要求稳定系数k>1, S11’ <1,S22’ <1。对振荡器设计来说，为了产生振荡，两端口的反射系数S11’ S22’ 均大于1，而稳定系数小于1。

振荡条件可以表示为

(5.8)

(5.9) (5.10)

式中D=S11S22-S12S21。因为输入端口接谐振回路，输出端口接匹配网络和负载，都是

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无源器件构成的网络，故|Γg|和|ΓL|都小于1，这意味着|S11’|>1,|S22’|>1。

显然欲产生振荡，稳定系数应小于1。如果不满足这个条件，就应该改变公共端，或加大正反馈，使达到k<1。这相当于单口负阻振荡器的起振条件。而式（5.9）或（5.10）表示振荡器的幅相平衡和稳定条件。 3、 输出功率

Pucel 等指出FET放大器的功率饱和特性可以用式（5.11）估算。

(5.11)

其中，G0是小信号增益，Psat是放大器的输出饱和功率。放大器在每个输入电平下调谐到最大有效增益GME。Kotzebue定义最大有效增益是两端口附加增益最大的功率增益。即：

用S参数的形式，表示为

其中K是稳定系数。输入端和输出端的反射系数分别为：

此时，输出功率近似为

从这里，可以得出振荡器最大输出功率

因此，最大有效增益GME为

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5.3压控振荡器的设计

压控振荡器（VCO）是电压——频率转换器，其瞬时频率ω(t)受到环路滤波器输出误差电压Ud(t)的控制，ω(t)= ω0+Kv Ud(t)。其中Kv是VCO的压控灵敏度，它表示单位控制电压可使VCO角频率变化的大小。VCO是数字锁相环路中的核心部分，锁相振荡源的输出功率直接来自VCO，VCO的调频噪声会直接反映到振荡器的输出中。而输出信号的调频噪声（相位噪声）与输出长期频率稳定度一并构成了锁相频率合成器非常关键的两个技术指标。从相位的观点看压控振荡器在锁相环路中起了积分器的作用。因此，从理论和实践上设计好压控振荡器是十分重要的。需按如下步骤实现对压控振荡器的设计。 5.3.1 主要元器件的选择

微波晶体管分为双极型与单极型两种,双极型晶体管就是一般的npn或pnp晶体管，由于硅的特征频率ft与最大允许电压Vm的乘积Vmft=2*1011伏/秒比锗材料的大一倍，因而在微波应用中主要是npn型的硅管。由于它有两种载流子参与导电故又称双极型晶体管。单极型晶体管就是场效应晶体管，在微波中使用的主要是金属-半导体场效应晶体管（MESFET），由于其中只有一种载流子参与导电故称单极型晶体管，由于砷化镓材料的Vmft的乘积比硅大5倍，目前多采用砷化镓材料。

在微波(固体)压控振荡其中，即可以用YIG(钇铁石榴石)，也可以用变容管作为压控元件，前者压控特性的线性好，控制范围宽,但需要用一套外加磁场结构，比较复杂；而变容管作为压控元件，结构简单，对于单频锁相，其线性范围够用.所以本设计选用变容管。 5.3.1.1振荡管的选择

在本设计中，选用微波双极晶体管。微波双极晶体管的工作原理与普通晶体管相同，为了使其工作在微波波段，它的结构工艺和封装形式有所不同。微波双极晶体管的内部结构通常是平面型。这种结构的主要优点是性能稳定，电流放大倍数随电流变化较小，并允许在较小有效结面积的条件下，使用较大接触面积，从而可将引线电感和接触电阻减至最小。微波双极晶体管的一个重要性能参数是特征频率fT ,它是共发射极短路电流增益│hfc│=1时的频率。特征频率越高，工作频率也越高。微波双极晶体管的特征频率可以达到15GHz ，一般工作频率只用到C波段以下，即其特性频率较高。晶体管的特性频率高，一方面可减小其分布参数对振荡频率的；另一方

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面，也有利于提高振荡器的频谱纯度。我们可以求出fT的近似表达式

式中，τx是载流子在基极——集电极耗尽层的渡越时间；τb是载流子在基区的渡越时间。从而，基区设计越薄，τ征频率的关系表述如下：

b

越小，特征频率越高。晶体管的最高振荡频率与特

fmaxfT

8RbC0其中Rb是基极扩散电阻，C0是集电极——基极结电容。由上式可知，晶体管的特征频率越高，其工作频率也就越高。通常要求fT >(3~10)fmax。

不仅这些，我们选用微波双极晶体管，还因为它在噪声特性方面所具备的优越性能。另外，双极晶体管的制造工艺十分成熟，在器件的可靠性，抗电压冲击性，偏置电路简单等许多方面都占有相当优势。

除此以外，选择晶体管还应具备下述要求：电流放大系数(也就是增益)要大,这样振荡器就易于起振；晶体管集电极损耗应满足PCM≥（5~20）Pout。

鉴于上述这些要求，在设计中选用HP公司的AT—41411。它是低功耗、硅材料NPN双极型晶体管，普遍用于低噪声VHF、UHF、微波宽带放大器和振荡器中[25]。对应的在电路仿真时采用的是ADS元件库里所提供的芯片。芯片名称为pb_hp_AT-41411_19921101，V ce（集电极与发射极电压）=12V, Ic（集电极电流）=20mA，Frequency(可达到的频率范围)={0.10—7.00}GHz，Noise Frequency(噪声频率范围)={0.10—4.00}GHz。

这里需说明，在ADS库中晶体管由两种仿真模型：SP参数模型和大信号模型。 SP模型：属于小信号线性模型，模型中已经带有了确定的直流工作点，和在一定范围内的S参数，仿真时需要注意适用范围。SP模型只能得到初步的结果，对于某些应用来说已经足够，不能用来大信号的方针，或者直流馈电电路的设计，不能直接生成版图。

大信号模型：可以用来仿真大、小信号，需要自行选择直流工作点，仿真时要加入馈电电路和电源。带有LAYOUT的大信号模型可以用来生成版图。 5.3.1.2变容二极管的选择

变容二极管简称变容管，是一种电抗可变的非线性电路元件，其可变电抗是通过

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改变变容管上外加电压来实现的。要选择变容管，我们首先要对其基本原理和主要参数有所了解。

1、变容二极管的等效电路和数学模型

变容管是由PN结或金属—半导体结构构成的。它的理想化电路模型可以表示成一个结电容Cj和电阻Rs相串联的电路，考虑封装电感Ls和封装电容Cp的影响，则等效电路如图5.3(a)所示。其伏安特性与一般半导体二极管没有什么区别，所不同的是变容二极管PN结势垒电容Cj随外加反向偏置电压变化而改变，Rs是P型和N型半导体的体电阻和引线接触电阻之和，通常为1~5Ω。Rs随外加电压变化很小，因而一般把它当常量看待。变容管结电容Cj和外加反向偏压v的关系可用下式表示

Cj=

Cj0v1m

式中Cj0是外加电压v=0时的结电容；φ是P型和N型半导体接触电势，对砷化镓变容管约0.7V，对硅管，约0.35V。m是结电容非线性稀疏，它的大小取决于PN结的结构和杂质浓度分布状况。对于突变结（如合金结和肖特基结）杂质分布和空间电荷分布都是突变的，m=1/2；对于缓变结或渐变结（如生长结和扩散结），m=1/3；对于超突变结，m>1/2。图5.3（b）表示了变容管结电容Cj随外加电压v变化的关系曲线。电调振荡器正是利用了变容管接入谐振电路，在外电压作用下改变了回路电容，从而调整频率的。

(a) 等效电路 （b）结点容Cj-v特性

图5.3 变容管的特性电路与Cj-v特性

2、变容二极管的主要参数

变容二极管用作电调振荡器时有几个重要参数：电容变比t、品质因数Q、截止

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频率fc、自谐振频率fD等对振荡器影响较大。 1）电容变化。

在电调振荡器中，变容管的结电容随外加反向偏压而变化，设对应最大偏压和最小偏压时的结电容分别为Cmax Cmin,则电容变比为

t=Cmax/Cmin

t愈大，表示结电容在一定电压变化范围内相对变化量愈大，可实现电调范围就愈宽。

有些场合，也有用电容调制系数γ表示变容管结电容的相对变化量，此时

γ=

γ愈大，电调范围也愈宽。 2）品质因数。

变容管的品质因数定义为 Q=

1 （5.12）

2fCjRsCmaxCmin

2(CmaxCmin)由于结电容Cj与偏压有关，因此Q值随偏压而变，反向偏压愈大，Cj愈小，则Q值愈高。此外变容管的Q值还与测试频率f有关，因此说变容管的Q值时必须指明频率测试与电压数值。 3）截止频率fc。

变容管的Q值随工作频率的升高而下降，通常定义Q值等于1时的频率叫做变容管的截止频率fc，由下式得

fc1 2CjRs截止频率fc取决于变容管的损耗电阻RS及结电容Cj。一般规定在变容管反向击穿电压使得截止频率叫额定截止频率，此时Cj=Cmin。由此截止频率确定了变容管工作频率的上限，一般工作频率远小于fc。 4）自谐振频率fD。

由图5.3（a）可见，封装变容管的等效电路具有谐振电路的形式。由Ls、Cj、Rs

组成的串联电路为变容管的串联谐振电路，其自谐振频率为

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fD112LsCj

该图中由Ls、Cj、Rs和Cp组成的并联电路为变容管的并联谐振电路，则并联自谐振频率为

fD212LsCpCjCpCj=fD11Cj Cp提高变容管的自谐振频率对提高电调振荡器的工作频率、增大带宽和降低噪声都具有重要意义。此外还应考虑到射频电压对变容管的作用，要求振荡器工作在弱电平，即射频电压小，相对激励振幅低，使变容管产生的谐波电容趋于零，这样才有可能获得纯净频谱的振荡，输出低的调频噪声。

鉴于对以上的这些考虑，应尽量选择品质因素高地变容二极管，并且要求其反向饱和电流尽量小。本电路设计采用的变容二极管是ASI MV1404,其主要参数为，其最大电容为：90-144PF,最大Q值：200。其他参数如下表4.2，ADS 库中模块见图4.4。

表5.2 ASI MV1404 各参数 图5.4 ASI MV1404 ADS库模型

5.3.2振荡电路形式的选择 5.3.2.1振荡电路形式的选择

一定组态下的微波晶体管可视为一个二端口网络，在适当设计条件下均可构成振荡器。按照振荡器的机理分类，可分为反馈型振荡器和负阻型振荡器。前者利用正反馈把输出信号的一部分以适当的相位和幅度反馈至输入端，以补充振荡中损失的能量。后者是利用负阻器件在一定条件下对负载呈现负阻，即等效为一个源来补充能量。本质上，正反馈必定在电路中引入负阻。因此，反馈型振荡器本质上也是一种负阻振荡。双口振荡器负阻的形成可借助于器件内部极间电容的正反馈，外部电路的正反馈或内部电路相结合的反馈网络实现。

根据式（5.6）、（5.7），即双端口网络参数的定义：

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S12S21LS12S21g outS22 inS111S11g1S22L根据式（5.8），即振荡条件表示为：

K1S11S22D2S12S21DS11S22S12S21

2221

又因为Γg·Γin=1, ΓL·Γ

out

=1

通常输入、输出端口接的均是无源器件，也就是说：

|Γg|<1, |ΓL|<1

所以，这就意味着振荡器应满足

|Γin|<1 （5.13） |Γ

out

|<1 （5.14）

可以证明，（5.13）和（5.14）两式中只要有一个成立，则另一式也必定成立，也就是说，如果双口负阻振荡器中的任一端口发生振荡的话，则另一端口也必然振荡，通常我们选择二个端口中的一个，使该端口反射系数的模大于1来确定系统的震荡条件，其理论依据就在于此。

由可变电抗，振荡管构成的VCO由六种基本的组态，如图5.5所示。对于这些组态，只有当输出端口的反射系数的幅值|Γ

由式（5.7）可知输出端反射系数Γ

outS22S12S21g

1S11gout

out

|>1时，才有可能产生振荡。

与可变电抗的反射系数Γg之间的关系为：

图5.5 VCO电路组图

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其中S11、S12、S21、S22是各自不同组态下晶体管的小信号S参数，虽然振荡器是一种大信号非线性器件。但按小信号处理完全可以准确的求出振荡条件，并建立十分接近于工作频率的振荡。振荡器在起振时（输出电平未达到稳定值之前）事实上是个小信号部件。如果不需要精确地确定输出功率，则小信号设计足以获得相当准确的振荡频率。

晶体管本身是三端口期间，但在平时使用时，往往使其一个端口接地而成为二端口网络。其小信号S参数可表示为：

S11S12  （5.29） S21S22在ADS软件中设计了如图5.6、图5.7、图5.8所示的三种组态的电路图，并分别在数据显示窗口（Data Display）中，输入对应的表达式，得出如图5.9、图5.10、图5.11所示的S参数图。

图5.6 共基组态

图5.7 共射组态

图5.8 共集组态

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3.02.52.01.51.00.51.01.52.02.53.03.54.0S22S11freq, GHz

图5.9共基组态的S参数图

0.600.55S22S110.500.450.401.01.52.02.53.03.54.0freq, GHz

图5.10共射组态的S参数图

1.101.05S22S111.000.950.901.01.52.02.53.03.54.0freq, GHz

图5.11共集组态的S参数图

根据微波晶体管的S参数的稳定条件判断依据|S11|<1,|S22|<1,我们可以很清楚的看出3种组态的稳定性。但是作为振荡器，正是需要利用晶体管的不稳定性，才能很好的振荡。所以我们选择这两个参数都大于1的结构。

从以上的三个组态的S参数图中，可以明显看出，共基组态的S(1,1),S(2,2)都大于1，也就是说不满足三级管稳定条件，而共射组态的S(1,1),S(2,2)均小于1三级管稳定，不能振荡；共集组态的S(1,1)在某个频率范围内大于1，但S(2,2)小于1，也不适合做振荡电路。鉴于此，本设计选用共基电路，这样可以在不降低谐振回路的有载Q值的情况下，保证VCO有一定的调谐宽度。对共基、共集、共射三种组态振荡电路的研究实践表明：共集电路尽管易于起振，但不够稳定，容易产生跳模现象。相比之下共发射极电路比较难于起振，共基电极电路不仅易于起振，且频率稳定性好，

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相位噪声性能优越。论文中采用共基组态电路。 5.3.2.2调谐回路的设计

对于变容二极管调谐的VCO，确保其频率—电压特性的线性是非常重要的。而变容二极管在低频端调谐灵敏度Kv较大，而在高频端Kv较小。因此频率—电压特性曲线线性不好是变容二极管VCO的一个缺点。为了改进这一缺陷，我在电路中采用了一电容与变容二极管串联的优化方法。

变容二极管的特性曲线如图5.12所示。

图5.12 变容二极管特性曲线

从图中可看出频率低端的调谐线性较差。如果取一适当数值的电容Cg与变容管串联，则总电容Cj表示为：

C'jCgCjCgCj (5.30)

式（3.29）可改写成：Cj′=Cg/(1+Cg/Cj)

只要选取合适的Cg值，则该电容的串入对V中左边的曲线（AB段），特别是对Vmin附近Cj的影响比V中右边曲线（AC段）大得多。图中虚线部分即表示串入电容Cg修正后的特性曲线。这一措施使低频端的调谐线性得到了很大的改善。该Cg值的大小可借助于计算机分析粗值，在实际应用中，采用可变电容，通过实验调整达到最佳值。

5.3.3电路的结构与分析

依照上述设计思想，在ADS软件中首先设计出如图5.13所示的1.8GHz到2Ghz

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压控振荡器电路图。其中：AT—41411晶体管;MV1404 为变容二极管;Vtune为控制电压。

微波晶体管偏置电路的设计如同振荡器射频电路设计一样重要。因为它关系到微波振荡器的稳定性、相位噪声、功率及效率的高低，所以必须认真慎重地设计偏置电路，并选择最佳直流工作点，以达到较好的射频性能。

图5.13 1.8GHz到2Ghz压控振荡器电路图

本振荡器通过改变Vtune的值来控制变容二级管mv1404的电容值，以达到该VCO在1.8GHz到2Ghz振荡的目的。下面利用ADS软件对本振荡器进行性能分析。

5.4压控振荡器电路的仿真分析

5.4.1 ADS软件的运用 5.4.1.1 ADS简介

ADS(Advanced Design System)软件即高级设计系统软件是惠普公司提供的从电路、电磁仿真到数字信号处理分析以及物理设计等全方位的通信系统设计的EDA软件包。它包括： 1) 通信系统设计软件

可以进行射频系统仿真，信号处理仿真，系统设计，并包含信号处理矩阵模型，射频系统模型，天线与传输系统模型和数字I/P集成组件。

2) DSP软件：包括适应波形比较器，VHDL或Verilog模型编码发生器。VHDL或Verilog

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仿真器和DSP综合器。设计环境和数据可在DSP设计软件包中显示。

3) RFIC设计软件：可以对电路在时域、频域及时域混合域进行谐波平衡、电路包络、

高频SPICE、线性和卷积等五种仿真。

4) 微波电路设计软件：可以进行线性仿真，谐波平衡仿真，统计设计和电路版图设

计。软件还带有射频系统模型，模拟模型，开发组件，微波晶体管以及二极管库。 5) 射频印刷板设计软件：可以进行线性谐波平衡和电路包络仿真，统计设计和版图

设计。同时也包含有源电路模型库，多层交叉模型，系统模型库，射频晶体管库和有源表面封装（SMT）库。

本课题压控振荡器的设计主要用到微波电路设计软件。 5.4.1.2ADS的基本结构

ADS的基本文件结构如图5.14所示。

data mom dsn network synthesis verification Project simulation data momentum data design schematic layout DSP synthesis DRC data 图5.14 ADS文件结构 Project: ADS为每个设计系统都定义为一个工程。

Mom_dsn:电路进行分析后，所得到的结果保存在这一子目录下。 Networks:所有的电路原理图和版图都保存在这一子目录下。 Synthesis: DSP合成。

Verfication:对版图进行设计规则检查后的结果都保存在这一子目录下。 5.4.2压控振荡器性能分析

考虑到现在射频电路的发展趋势以及实验室现有硬件条件，本课题分别设计了振荡频率在1.8GHz~2Ghz和800MHz~900MHz的压控振荡器。并且对每一个振荡器进行性能分析时分两步进行。第一步，对压控振荡器是否能够振荡进行仿真检验。第二步，对压控振荡器的具体性能参数进行仿真分析。

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5.4.2.1 1.8GHz~2Ghz压控振荡器性能分析

1、振荡性能

在检验振荡器是否振荡的环节，我们必须引入“OscTest”元件，该元件的主要功能之一就是测试设计的压控振荡器是否能够振荡。这一功能主要是通过它对振荡器系统的环增益及反射系数S(1,1)相位的测量来得到的。

下图是“OscTest”(Grounded Oscillator Test)元件，在ADS库中的模型。该元件是一个S参数仿真控制器，由于它是用谐振腔连续插入设计成的，所以在进行仿真时无需其它任何控制器或端口器件。其具体参数设置如图5.15中所示，即Port_Number（端口数）=1，Z（元件内电阻）=1.1Ohm, Start（开始频率）=0.5GHz,

图5.15 “OscTest”元件模型

Stop（终止频率）=4GHz,Points(频率点的数目)=200。其中，端口数、元件内电阻及频率点的数目都是根据需要取默认值。根据晶体管特性，我们把频率设定为0.5G~4GHz。

在压控振荡器的电路图中加入“OscTest”元件，并为适应仿真的需要将电路稍作改进，得到如图5.16所示的仿真电路。

图5.16加入“OscTest”元件的仿真电路

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这里需要说明的是“VAR”（Variables and Equations Component）元件模型，该元件模型是专用于定义变量与等式的.当我们为了方便的修改某个变量，就可以利用该模型。如图5.17中，R1的值就是VAR中定义的50。

图5.17“VAR”元件模型

经过Simulate,在数据显示窗口（Data Display）中，选择相应的图表形式及参数，得到如图5.18、图5.19所示图表。

60phase(S(1,1))m1freS(1S(1,1)40200-20-400.51.01.5m2freq=1.802GHzphase(S(1,1))=-10.978m2m1-1.5-1.0-0.50.00.51.01.52.02.53.03.54.0freq, GHzfreq (500.0MHz to 4.000GHz)

图5.18 S(1,1)与频率的极性圆图 图5.19 S(1,1)相位与频率的关系表

从图5.18可以很清楚的看出X轴上1.0点被深色曲线包围，这就是说该电路是振荡的。其中标记点的数据指示的是一个相位接近于0的频率,虽然该频率为1.239GHz并非我们所设计的1.8GHZ,但是只要m1点幅值大于1.0即好。而图5.19中振荡频率1.802GHz的S(1,1)相位非零，而且随着频率的升高，在1.8GHz~4GHz的频率范围内，反射系数s(1,1)的相位曲线单调下降，也说明了这段频率的点的相位是非零的。也就是可以振荡的。 2、性能参数的仿真、分析

由以上分析，可以证明本振荡器可以振荡。接下来是分析整个振荡电路在大信号领域中的性能参数。这时需用得晶体管模型都是大信号模型：pb_hp_AT41411_19921101。对压控振荡器的性能参数进行仿真分析时，需从ADS得元件库中调用两个重要的仿真元件，即如图5.20所示的“OscPort” （Grounded Oscillator Port）元件模型与图5.21“HB”（Harmonic Balance）元件模型，这两个元

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件一般是要匹配使用的。

图5.20 “OscPort” 元件模型 图5.21 “HB”元件模型

OscPort各参数意义：Z(阻抗初值)、NumOctaves（搜索的倍频数）、Steps（每搜索已倍频时的步数）、FundIndex（振荡器的基本号）、V（基本电压的初值）、MaxLoopGainStep（在环增益搜索时的最大弧长连续步长）。

因为“OscTest”元件的主要是用于粗略地检测压控振荡器是否能够振荡，它不能精确地测出振荡频率。如果需要进行性能参数分析，需要进行大信号仿真，则就需要调用“OscPort”元件，它是振荡器仿真分析中的一个重要元件，在一个振荡电路中只能使用一个这样的元件。根据仿真的需要，用“OscPort”元件取代“OscTest”元件。并且根据不同的仿真需要，选择不同的参数，具体参数的选择请看电路图。图5.20中该元件的参数均采用系统默认的形式

“HB”元件，即谐波平衡分析元件，是用于非线性电路与系统的一种频域分析元件。该元件有许多参数，但可根据仿真的需要，对图5.21中的列出的参数再加以设置。每个参数的具体含义见下：Freq[1](基础频率)、Order[1](要考虑的最大基础序列)、StatusLevel(注释的程度)、OscMode（振荡方式标记）、OscPortName（“Oscport”元件名）、SweepVar（被扫描的变量）、Start（开始值）、Stop（终止值）、Step（步长值）、另外，IgnoreOscErrors（即使振荡器出现阻塞错误仍继续扫描）。 需要注意的是：考虑到在仿真时存储器分配优劣的方面，order[1]选择3，7，15，31，等就要比2，4，8，16这些2的整次幂的数字好。

在进行大信号分析时，本文先利用OscPort HB仿真，观察环路增益中电流和频率的对应关系。这时HB只设置了以下参数：Freq[1](基础频率)=1.0GHz、Order[1](要考虑的最大基础序列)=7、StatusLevel(注释的程度)=3、OscMode（振荡方式标记）=yes、OscPortName（“Oscport”元件名）=“oscport”。此次仿真原理图见5.25

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类似，这里不再具体列出。

此次仿真的主要是大信号稳态时压控振荡器振荡的情形。图5.22是第一步仿真后压控振荡器输出信号的频谱。由从图中谱线的标示，可以得到在1.8GHz的目标频率上其输出振荡器可以起振且输出电压为7.318 dBm左右。

m1freq=1.806GHzplot_vs(dBm(VOUT), freq)=7.318m2freq=3.611GHzplot_vs(dBm(VOUT), freq)=-2.208m1100m2dBm(VOUT)m4freq=12.GHplot_vs(dBm(-10-20-30-4002468101214m4 图5.22 输出信号的频谱图

1.00.5ts(VOUT), V0.0-0.5-1.00.00.20.40.60.81.01.2time, nsec

图5.23 在时间域输出电压的波形

图5.23是电压输出波形在时间域上的变化曲线。

以上是对压控振荡器大信号特性的分析，下面利用HB的扫频特性，详细介绍通过变换加在变容二级管上的电压，来改变整个振荡器振荡频率的过程。

图4.24 扫频特性中的HB设置

为了测试设计的压控振荡器其频率与电压控制的关系，这里继续引入变量Vtune,

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现在修改大信号仿真电路图，将SRC1的电压设置为可变电压，其变量即为Vtune，修改HB参数如图5.24。然后利用HB对Vtune进行扫描，来看调协电压对输出频率得影响。图5.25是扫频特性分析时的仿真电路。

图5.25扫频特性仿真图

经过仿真分析，得到以下调协特性曲线5.26：

m2Vtune=10.000freq[1]=2.055E92.1m22.0zHGm1 ,]11.9Vtune=3.250[qfreq[1]=1.779E9erf1.8m11.71.003.225.447.669.88Vtune

图5.26 调谐电压与输出频率的对应关系曲线

可以看出该振荡器在1.8GHz~2GHz这段线性范围非常好。

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为了更好的分析调协电压和频率的关系，把HB的起始和扫描范围扩大到0到20见图5.27，这样就可以很清楚的看出电压的变化对整个压控振荡器的输出频率的影响。当调谐电压是4V~12V时，对应振荡频率是1.8GHz~2GHz。而调协电压大于12v以后，整个振荡器停振。

m1Vtune=4.000freq[1]=1.805E9m2Vtune=12.000freq[1]=2.133E92.22.1m2freq[1], GHz2.01.91.81.71.6m1下面得到的一系列图表，即是通过改变“HB”元件模型的参数设置进行第二步仿真得到的结论。

图5.28 为输出功率与振荡频率的关系图，在数据显示窗口（Data Display）利用ADS软件提供的vs与dBm函数，输入相应的电压与频率的关系式后可得出该图。其中，dBm函数的主要作用是以参考毫瓦的形式将电压转化为分贝，并反馈一个以毫瓦表征电压比率的值；vs函数主要是将一个非值与一个值联系起来的。在此处以dBm形式表示的电压为非值，而频率则为以值。图5.29为压控振荡器的调谐线性偏离曲线图。

8.07.81110987654321201918171615141312Vtune

图5.27 调谐电压1~20v的频率特性图

Pout, dBm7.67.47.27.01.701.751.801.851.901.952.002.052.10Freq, GHz

图5.28 输出功率与振荡频率关系图

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0deviation_MHz -5-10-15-20-25123456710Vtune

图5.29调谐线性偏离曲线图

从上述的一系列仿真结果可以得出如下结论：该压控振荡器在目标频率范围1.8GHz~2.0GHz完全可以振荡，并且可以得到满足要求的输出功率的频谱、输出电压波形、输出功率与振荡频率的关系以及调谐特性偏离曲线，所以该振荡器的设计是成功的。

5.4.2.2 800MHz~900MHz压控振荡器性能分析

考虑到实验室条件以及与其他元器件配合工作的原因，所以在射频电路测试中，需要振荡频率在800~900MHz的压控振荡器，这样根据实际要求，重新修改电路，得到如图5.30的800~900MHz可调压控振荡器原理图

图5.30 800~900MHz 可调压控振荡器

1、振荡性能

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依照1.8GHz~2GHz压控振荡器的性能分析方法，分别对他的振荡以及其他性能参数进行了分析，具体仿真电路图类似于1.8GHz~2GHz压控振荡器设计，不再列出。图5.31是振荡性能仿真测试下S(1,1)与频率的极性圆图。

S(1,1)m1-2.0-1.5-1.0-0.50.00.51.01.5m1freq=53S(1,1)=2.0freq (100.0MHz to 4.000GHz)

图5.31 S(1,1)与频率的极性圆图

图中1.0点被深色曲线包围，说明设计的电路可以振荡。观察相位近似为0的M1点的幅值也大于1，正好证明了这一点。 2、性能参数分析

800~900MHz压控振荡器性能参数的设计、分析也类似于1.8GHz~2GHz压控振荡器，这里不再赘述。下面我主要列出了如图5.32，800~900MHz压控振荡器调谐电压与输出频率对应关系曲线

950900freq[1]=9.046E8m2m1Vtune=5.000m1freq[1]=8.034E8freq[1], MHz8508007507001.003.225.447.669.88Vtune

图5.32调谐电压与输出频率对应的关系曲线

此时当调谐电压是5V~9.8V时，对应振荡频率是800MHz~900MHz，并且在此频段上线性很好。在后面的实际测试中也证明了这一点。

综上所述，通过对800MHz~900MHz压控振荡器的仿真、分析，以及实际的测试，

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证明了该振荡器的设计是成功的。

5.5 射频电路模块的测量

以上各节都是对射频收发模块性能的分析，以及设计方法的研究，本小节主要是借助MOTECH公司的射频电路实验平台，来具体测量各个模块工作时的频谱。

用信号发生器产生一个61MHz的中频信号（如图5.33）直接输入到射频部分。

图5.33 61MHz的数字中频信号

本地振荡器的频率设置在854MHz（见图4.34），这样61MHz的中频信号和854.80MHz的振荡信号，同时输入到混频器（在发送电路中是上混频）后，射频信号的频谱得到了搬移，成为两个射频信号。如图5.35，中心频率为854MHz，上边带频谱是914.8MHz(854+61=915MHz),下边带频谱是（854-61=793MHz）。

图5.35 本地振荡信号

图5.36是对射频发送电路中混频器输出进行了频谱分析的结果：

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图 5.36经混频器后的频谱图

这里定位到上边带是914.8MHz。混频后的射频信号，再经中心频率为915MHz，且频带为±13MHz的频率带通滤波器，把上射频信号留下，而把下射频滤除。剩下的信号如下图5-37.

图5.37 经射频带通滤波器后频谱图

经过带通滤波器后，射频信号经天线发射出去，完成整个射频电路的发送功能。

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